一種新型的改善多路輸出電源交叉調整率的解決方案

圖5

    到t6時刻原邊開SW1關閉合后，Vs電壓被感應為負值（如圖6所示）。在SW1閉合期間電源分兩個階段工作：變壓器電流由副邊繞組向原邊繞組換流（t6~t7）階段和變壓器儲能(t7~t9)階段。

圖6

    在t6~t7期間，ID2>0，二極管D2繼續導通，由關系式

    可知，電流Is1和Is2都快速下降，直到t7時刻ID1=時，二極管反向截止，副邊繞組向原邊繞組換流階段結束。

    在t7~t9階段，二極管D2反向截止，電流Is1與Is2大小相等，反向相反。

    電容C1與漏感Lleak1+Lleak2諧振放電， 由于變壓器副邊到原邊換流后Is2仍較大，所以Vc1很快在t8時刻有正電壓變為負電壓，并反向充電，同時電流Is2=-Is1開始減小，直到t9（也就是t0）時刻SW1關斷。

    在t0時刻SW1關斷，變壓器進入由原邊向副邊的換流階段，Vs>Vo2>Vo2+Vc1(此時Vc1<0)，二極管D2開始，導通，電流Is1和Is2迅速增大，t1時刻Is1由負變為正，并經C1和D2流向Vo2（如圖7所示）。t2時刻換流結束，此時有

    當變壓器原邊電流向副邊換流結束后，Vs<Vo2，Is2開始減小有。

    到t3時刻電容電壓充電到Vs=Vc1+Vo2，并且隨著Vc1的增加有Vs<Vc1+Vo2，所以從t3時刻開始，Is1開始減小，但仍繼續給C1充電，并經D2流向Vo2。

圖7

    t4時刻，二極管D1開始導通， 副邊電路又等效為圖3，電流Is1經D1流向Vo1， C1電壓被嵌位在Vc1=Vo1-Vo2，而Is1繼續減小，直到t5時刻，Is1=0，二極管D1反向截止，電源完成一個開關周期的工作。

    圖8為SW1關斷期間副邊各支路平均電流流向圖。繞組Ns1和Ns2在輸出的平均電流分別為：

    由圖4中Vc1的波形可知，在開關SW1關斷期間，電容C1的電壓Vc1負變值為了正值，所以 Ic1>0， 所以可以得出：繞組間跨接電容C1后，在開關SW1關斷期間，輸出輕負載的繞組Ns1的實際負載加重了，而輸出重負載的繞組Ns2的實際負載減輕了，所以會使得交叉調整率得以改善。

圖8

    目前此方案已經成功地應用到了TDK-lambda 的CUT75系列產品上。

    以CUT75-522為例，電源使用環境如下：

    輸入電壓：85 ~ 265VAC或 120 ~ 370VDC。

    負載范圍： 5V: 0 ~ 8A;

    +12V: 0 ~ 3A;

    -12V: 0 ~ 1A。

    工作溫度：-20 ~ 70℃。

    通過采在繞組間跨接電容，用無源的方法成功地將+12V和-12V的交叉調整率做到了±5%以內。下面表1為電源在各種輸出負載情況下，實測的各路輸出電壓的最高值和最低值，以及基于實測值計算的交叉調整率。

表1

    同時因為在繞組間跨接電容，可以使得CUT75系列電源在滿足交叉調整率的情況下，能夠把電源內部的假負載降到了幾乎為零，所以有效的提高了電源的效率，從而使得電源的體積可以做的更小。CUT75系列電源在輸入電壓200VAC時滿載效率實測值已經做到了85%，比市場上同類產品提高了約5%，其體積自然也比市場上同類產品要小。

    市場上能夠滿足±5%交叉調整率的同類產品，多采用有源的方法來優化交叉調整率， 而CUT75系列電源采用的是無源的方法，相比之下CUT75系列電源在可靠性方面更具優勢。

CUT75系列電源實物圖

    鄭重聲明：

    此文章僅供學習使用，文章中講述的交叉調整率優化方案TDK-Lambda公司已經申請了專利，受法律保護，請勿侵權！<